A类功放

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编者按：《音频功放设计手册》是我们从世界著名出版集团爱思唯尔引进的功放设计师的权威实用手册，作者道格拉斯·索夫（Douglas Self）是功率放大器设计方面的权威学者，在此书中，他汇集自己多年的功放设计实例，深入浅出地讲解功放的设计和制作的细节。索夫的功放设计理念是，基于电路原理、实验数据及综合经验进行设计。他希望借此能使功放设计领域显得不是那么神秘。

A类功放的设计实例
图1所示的是一台A类20W无缺陷放大器的电路图。为了便于进行比较，已尽可能采用原来的B类设计参数，尤其是负反馈量在20kHz时仍为30dB。电路的前端部分直接采取原来的B类放大器电路，这并不奇怪，因为电路作用跟原来完全一样，输入级失真即第1种失真不受输出级电路的影响。跟以前一样，输入差分对的尾巴电流较大，因此R2和R3可以对电路传输特性起良好的线性化作用，并设定了这一级的跨导。电压放大级失真的处理仍采用以前的方法，设置起增大β值作用的VT12令本级通过Cdom形成的负反馈增强。由于A类输出级的输入阻抗稳定，没有B类输出级那种陡峭变动，因此无需为由输出级引起的电压放大级负载失真担心。

图1所示的电路使用了标准的准互补输出级，可改换为倒置达林顿输出级，不会出现问题。无论使用准互补输出级还是倒置达林顿输出级，放大器的失真都极低，但使用倒置达林顿输出级时失真性能更佳，这进一步确证了之前仿真的结果。
静态电流稳定器电路的VT13、VT14和VT15的作用在前面已作描述。电压参考源使用了美国国家半导体公司的集成电路LM385/1.2(即1.2V规格的LM385)。它是使用带隙技术的稳压集成块，利用它固定输出的1.223V（标称值），经2只1kΩ电阻所构成的衰减器(图中未画出)衰减为约0.6V，作为控制电路的参考电压。以带隙集成块作参考源时，放大器电源开启一二秒后就可将1.6A的静态电流控制稳定下来，变动范围在±2mA以内，这种新的静态电流控制电路毫无疑问是有效的。
这个放大器的电源也像以前一样，使用储能电容为10000μF的非稳压电源。尽管纹波比原来大，只要采取通常的退耦措施，就不会在放大器的电源纹波抑制能力方面遇到困难。
使用准互补输出级时，这台放大器（高频补偿为普通方式）的闭环失真性能如图2所示。图3所示的则是使用倒置达林顿输出级时所测。失真残余信号的音频频谱几乎是纯粹的噪声，只是在10kHz以上时有少量的3次谐波出现。估计这些失真是源自输入差分对，但目前还没有确认。

B类放大器和A类放大器设计实例测得的失真见附表。多项数据都表明，A类放大器与B类放大器相比，失真率有令人满意的下降。当最为线性的倒置达林顿输出级A类放大器采用双极点补偿时，以付出转换速率上的一定代价换来了超低的失真，20kHz的失真率减小到只有0.0012%，如图4所示。这可能算不上是神话般的“无失真”放大器，但也算是接近。

静态电流智能控制电路
为了解决全部元件温升影响静态电流的问题，我向读者推介如图1所示的智能控制电路。如果设置固定的参考电压，看上去需要使用2个差分放大器，才能将X点与Y点之间的电压与参考电压作比较。但是，若将参考电压源Vref的一端接Y点，使用的差分放大器就可以减少到1个；而且Y点是低内阻的节点，很容易吸入参考电压源所需1mA或这个量级的工作电流。VT15和VT16构成的差分对起到差分放大器的作用，将Y点电压与参考电压作比较；静态电流过大时，VT16导通程度加深，令VT13导通增强，从而减小了偏置电压。
此电路看上去有些令人费解，因为VT13的集电极呈高阻抗，似乎阻碍了音频重放信号到达输出级的上臂。这种看法大体上正确，但关键在于VT13是负反馈环路的一部分，而负反馈环路在A点产生了一个电压，这个电压令A点与B点之间的偏置电压保持不变，也就是等同于通过VT5为输出级建立了固定的偏置电压。可以想象，这个环路并不擅长于快速传送信号，快速传送信号的任务是由前向加速电容C4来负责。没有电容C4，这个环路也可以正常工作，但在信号的周期中某些部分几乎肯定要产生高频振荡。有了电容C4，这个电流环路不需要快速工作，因为它不传送重放信号，只要维持好电路的直流电平即可。
研究Iq的实验做起来并不容易，因为不能直接测量晶体管的结温。利用专业的SPICE仿真软件比如PSpice软件，可以单独针对全部元件温度和各个器件的温度进行仿真，这是使用仿真软件进行放大器设计的又一个突出优点。有关放大器元件准确的温度关系难以预计，因此，我在这里只给出不同控制电路在所有元件温度全部变化时的结果，以及VT7结温单独变化时的结果。在图1中，VT7将是功率放大器最热的元件之一，没有被包含在负反馈控制环路里；而VT9与VT7不同，VT9被包含在负反馈控制环路里，其温度变化所造成的影响大幅减小。